Zgjedhja e një konverteri DC/DC për një aplikacion mund të jetë një detyrë e frikshme. Përveç faktit që ato janë të disponueshme në sasi të mëdha në treg, projektuesi duhet të bëjë edhe një mori kompromisesh. Në mënyrë tipike, madhësia, efikasiteti, çmimi, temperatura, saktësia dhe reagimi kalimtar janë faktorë të rëndësishëm për një furnizim me energji elektrike. Nevoja për të përmbushur specifikimet ENERGY STAR® ose kriteret e modalitetit të gjelbër e bën efikasitetin e energjisë një parametër gjithnjë e më të rëndësishëm. Projektuesit po kërkojnë të përmirësojnë efikasitetin pa rritur koston, veçanërisht në aplikacionet e elektronikës së konsumit në shkallë të gjerë ku një reduktim 1 W në konsumin e energjisë mund të kursejë MW për sistemin e energjisë. Industria e gjysmëpërçuesve ka lëshuar kohët e fundit konvertuesit sinkron DC/DC me kosto të ulët që konsiderohen më efikas se konvertuesit asinkron DC/DC. Ky artikull krahason efikasitetin, madhësinë dhe koston e konvertuesve sinkron dhe asinkronë të përdorur në elektronikën e konsumit në kushte të ndryshme funksionimi. Është treguar se konvertuesit sinkron buck nuk janë gjithmonë më efikas.

Aplikacionet tipike

Për të treguar ndryshimet delikate midis dy llojeve të transduktorëve, është zgjedhur një aplikim tipik i ngarkesës me pikë. Shumë produkte shtëpiake të lira përdorin një hekurudhë 12 V, e cila merr energji nga një përshtatës AC i parregulluar ose një burim i pavarur energjie. Tensionet e daljes janë zakonisht në intervalin 1-3,3 V, rrymat e daljes janë deri në 3 A. Për të krahasuar vlerat aktuale të efikasitetit në rryma dhe tensione të ndryshme të daljes, u zgjodhën pajisjet Texas Instruments të paraqitura në Tabelën 1 rrymë, niveli i së cilës është karakteristikë e çdo pajisjeje të shitur në treg është marrë direkt nga fletët e të dhënave teknike (1, 2).

Tabela 1. Krahasimi i pajisjes

Parimi i funksionimit

Figura 1 tregon një bllok diagram tipik për një rregullator buck. Komponentët kryesorë janë Q1, një MOSFET me fuqi të lartë; L1, induktor i fuqisë dhe C1, kondensator dalës. Një MOSFET me anë të ulët (Q2) përdoret për qarkun sinkron.

Qarku asinkron buck përdor një diodë fuqie (D1). Një konvertues sinkron si TPS54325 ka një MOSFET me fuqi të ulët të integruar në pajisje. Avantazhi kryesor i një ndreqësi sinkron është se rënia e tensionit në MOSFET me anë të ulët mund të jetë më e ulët se rënia e tensionit në diodën e fuqisë së një konverteri asinkron. Në të njëjtin nivel aktual, më pak rënie e tensionit përkthehet në më pak shpërndarje të energjisë dhe efikasitet më të madh.

Zgjedhja e një diode të energjisë

Konvertuesit asinkron janë krijuar për të funksionuar me një diodë të jashtme të energjisë (D1). Kur zgjedh një diodë të energjisë, projektuesi duhet të marrë parasysh tre karakteristika kryesore: tensioni i kundërt, rënia e tensionit përpara dhe rryma e përparme. Së pari, voltazhi nominal i kundërt duhet të jetë të paktën 2 V më i lartë se tensioni maksimal i nyjës së ndërprerës. Së dyti, për efikasitet më të madh, rënia e tensionit përpara duhet të jetë e vogël. Së treti, vlerësimi i pikut të rrymës duhet të jetë më i madh se rryma maksimale e daljes plus gjysma e rrymës së pikut të induktorit. Në kohëzgjatje të ulët (d.m.th., tensione të ulëta në dalje), D1 vepron si një diodë bllokuese që përcjell më shumë rrymë sesa MOSFET i nivelit të lartë. Konsiderata e katërt është të siguroheni që paketa e diodës së zgjedhur mund të përballojë shpërndarjen e energjisë. Për TPS54331, u zgjodh dioda B340A, e cila ka një tension nominal të kundërt prej 40 V, një rënie të tensionit përpara prej 0,5 V dhe një rrymë nominale përpara prej 3 A.

Për TPS54325, një diodë energjie nuk nevojitet, pasi çipi ka një MOSFET me anë të ulët 70 mOhm të integruar në çip. MOSFET i integruar kursen hapësirë; por rrit kompleksitetin e qarkut të kontrollit për të siguruar që të dy MOSFET-ët të mos ndizen njëkohësisht, gjë që do të shkurtonte hyrjen në tokë. Çdo përçueshmëri e mbivendosur e çelësit do të zvogëlojë efikasitetin dhe madje mund të mbingarkojë dhe dëmtojë sistemin.

Llogaritjet e efikasitetit

Për të përcaktuar efikasitetin e një konverteri DC/DC, duhet të llogaritni shpërndarjen totale të energjisë. Kontributi kryesor në shpërndarjen e energjisë për një konvertues DC/DC që funksionon në modalitetin e përcjelljes së vazhdueshme (CCM) vjen nga humbjet në çelsat e sipërme dhe të poshtme të këmbës dhe humbjet nga konsumi aktual i vetë IC. Këto humbje mund të llogariten duke përdorur formulat e mëposhtme:

Ekuacionet 1-3 zbatohen për konvertuesit sinkron dhe asinkron në SCM. Megjithatë, ju duhet të merrni parasysh humbjet në MOSFET të nivelit të ulët për konvertuesin sinkron buck (Ekuacioni 4), në diodën e nivelit të ulët të fuqisë (PD1) për konvertuesin asinkron buck (Ekuacioni 5):

Në ekuacionin 4, termi i parë korrespondon me humbjen e përçueshmërisë në MOSFET të nivelit të ulët dhe termi i dytë korrespondon me humbjen e përçueshmërisë në diodën e integruar. Rryma që rrjedh nëpër diodën në çip është afërsisht një renditje e madhësisë më e ulët në madhësi se rryma që rrjedh nëpër MOSFET të nivelit të ulët dhe mund të neglizhohet në 2A.

Këto ekuacione tregojnë se efikasiteti i ngarkesës së plotë ndikohet nga disa faktorë, të tillë si rezistenca midis kullimit dhe burimit, voltazhi përpara midis kullimit dhe burimit, kohëzgjatja, frekuenca dhe koha e MOSFET. Humbjet AC dhe DC në induktor dhe rezistenca ekuivalente e serisë së kapacitetit të daljes janë të ngjashme, pasi i njëjti filtër LC mund të përdoret për të dy pajisjet. Për një konvertues DC/DC, koha e aktivizimit është e paravendosur dhe mund të zgjidhen vetëm rezistenca nga kullimi në burim, rënia e tensionit përpara dhe frekuenca e ndërrimit. Në mënyrë tipike, koha e ndezjes dhe e fikjes së MOSFET nuk specifikohet në fletët e të dhënave, por ato janë të rëndësishme të merren parasysh sepse sa më shpejt të jenë, aq më pak energji shpërndahet. Megjithatë, nëse MOSFET-i i fuqisë ndizet shumë shpejt, mund të ndodhë zhurmë kalimtare në nyjen komutuese.

Për të përmirësuar performancën termike, është e rëndësishme të zvogëloni kohën e ndërrimit, gjë që do t'ju lejojë të zgjidhni një paketë MOSFET më të lirë me fuqi më të ulët dhe rezistencë më të lartë midis kullimit dhe burimit.

Efikasitet në ngarkesa të larta

Dy qarqe u krijuan me pajisjet e paraqitura në tabelën 2 në mënyrë që efikasiteti i tyre të mund të krahasohej. Pajisjet përdorin të njëjtin filtër LC. Megjithëse pajisjet kishin frekuenca fikse kalimi paksa të ndryshme, kjo nuk kishte një efekt të rëndësishëm në efikasitetin e qarkut dhe nuk mund të ndryshonte përfundimet e këtij eksperimenti. Tensioni i hyrjes u zgjodh të ishte 12 V dhe matjet e efikasitetit u kryen thjesht duke ndryshuar tensionet e daljes.

Tabela 1. Krahasimi i pajisjes

Figura 2 tregon efikasitetin e të dy pajisjeve me hyrje 12V dhe dalje 1.5V. Figura tregon qartë se TPS54325 ka efikasitet më të lartë në ngarkesë të plotë. Meqenëse kohëzgjatja në gjendje ishte 12,5%, dioda e energjisë asinkrone me një rënie të tensionit përpara prej 0,5 V shpërndau më shumë fuqi se një MOSFET 70 mΩ, dhe pavarësisht rezistencës më të lartë midis burimit dhe kullimit të çelësit të anës së lartë në qark me TPS54325.

Figura 3 tregon efikasitetin e të dy pajisjeve me hyrje 12V dhe dalje 2.5V. Është e qartë se efikasiteti i TPS54331 është rritur ndjeshëm.

Në këtë rast, koha e duhur ishte 21% dhe të dy eficencat me ngarkesë të plotë ishin pothuajse të njëjta. Dioda e fuqisë e qarkut asinkron kryhet më rrallë, dhe MOSFET-i i anës së lartë me rezistencë të ulët ndezjeje kryhet më shpesh. Kur shpërndarja e diodës së fuqisë nga ana e ulët u zvogëlua për shkak të uljes së ciklit të punës, pajisja asinkrone u bë më efikase.

Efikasiteti në ngarkesa të lehta

Për disa aplikacione, nevoja për efikasitet të ngarkesës së lehtë tejkalon nevojën për efikasitet të lartë të ngarkesës. Në ngarkesa të ulëta, konvertuesit asinkron të buckës kalojnë në modalitetin e përcjelljes së ndërprerë (DC). Në një konvertues asinkron buck, rryma e induktorit rrjedh vetëm në një drejtim. Në një konvertues sinkron buck, rryma rrjedh në të dy drejtimet dhe fuqia shpërndahet ndërsa rryma e kundërt rrjedh. Figura 4 tregon ndryshimin midis formave valore të rrymës së induktorit në RNP krahasuar me RPP.

TPS54331 ka një veçori të kapërcimit të pulsit të quajtur Eco-modeTM, e cila përmirëson efikasitetin në ngarkesë të ulët. Ky modalitet funksionimi ndez tranzistorin e fuqishëm MOS më rrallë, gjë që çon në humbje më të ulëta të ndërrimit. Dallimi në efikasitetin e ulët të ngarkesës për shkak të veçorisë së modalitetit Eko të TPS54331 dhe konsumit të tij të ulët të vetë-rrymës gjatë funksionimit tregohet në figurat 2 dhe 3. Më shumë informacion rreth modalitetit Eko mund të gjeni në (1).

Çmimi dhe përmasat

Konvertuesi sinkron i integruar MOSFET ka avantazhet e madhësisë së reduktuar, më pak pjesëve dhe dizajnit më të thjeshtë. Por nëse ulja e kostos është qëllimi kryesor, atëherë një konvertues asinkron me një diodë të jashtme të energjisë mund të jetë më pak i kushtueshëm se një konvertues sinkron buck.

konkluzioni

Konvertuesit sinkron buck kohët e fundit janë bërë shumë të njohur dhe gjerësisht të disponueshëm. Megjithatë, ato nuk janë gjithmonë më efektive. Konvertuesit asinkron buck mund të kenë efikasitet të ngjashëm me cikël të lartë pune dhe ngarkesë të ulët. Duke i kushtuar vëmendje specifikimeve, veçanërisht rezistencës nga kullimi në burim dhe tërheqjes së vetë rrymës, projektuesi mund të bëjë zgjedhjen më të mirë për një aplikim të caktuar.

Letërsia

Ndërprerësi sinkron i daljes nga 4,5-V në 18-V, 3-A me FET të integruar (SWIFT™), Fleta e të dhënave TPS54325 (slvs932a)

Hyrja 3A, 28 V, Konvertuesi SWIFT™ DC/DC me Eco-mode™, "TPS54331 Fleta e të dhënave (slvs839b)

Unë paraqes në vëmendjen tuaj një qark tjetër të një konverteri në rënie, në këtë rast sinkron, i ndërtuar mbi bazën e një çipi HIP6004 të bashkuar nga një motherboard i vjetër.

Pra, mikroqarku është një kontrollues PWM me tension të ulët, i cili është krijuar për të ndërtuar konvertues sinkron buck duke përdorur topologjinë buck me transistorë të jashtëm MOSFET me n kanal me efekt në terren.

Kjo mikruha është një zgjidhje ideale për ndërtimin e konvertuesve të uljes për një makinë, pasi është projektuar posaçërisht për të funksionuar nga 12 volt (fillon me një minimum prej +9.7 V, fuqia maksimale sipas fletës së të dhënave është +15 V).

Për të hapur plotësisht pajisjet e fushës me kanal n, përdoret një qark standard i pompës përforcuese (me një diodë dhe kondensator), voltazhi i të cilit furnizohet në një kunj të veçantë BOOT.

Përveç kësaj, HIP6004 ka një DAC pesë-bitësh, i cili lejon, duke ndryshuar kombinimin e niveleve të sinjalit në hyrjet VID0..VID4, të rregullojë tensionin e referencës nga 1.3 në 2.05 V në hapat 0.05 V, ose nga 2 në 3.5 V në hapat 0,1 V, i cili, nga ana tjetër, bën të mundur krijimin e një konverteri të tensionit me një dalje të kontrolluar në mënyrë diskrete duke përdorur këtë mikroqark (sa më i gjerë të jetë diapazoni, aq më i madh është hapi; sa më i ngushtë diapazoni, aq më i vogël është hapi ). Për të ndërtuar një konvertues me një dalje të rregullueshme, thjesht mund të lidhni një mikrokontrollues në këmbët VID0..VID4 dhe, duke e përdorur atë, ndryshoni nivelet e sinjalit në këto këmbë, ndryshoni tensionin e referencës dhe, në përputhje me rrethanat, tensionin e daljes së konvertuesit.

Një veçori tjetër e këtij mikroqarku është prania e një fillimi "të butë", i cili ju lejon së pari të ngarkoni kondensatorët e daljes me impulse të vogla, dhe më pas të vazhdoni drejtpërdrejt në rregullimin e tensionit të daljes.

Frekuenca e funksionimit të këtij kontrolluesi PWM mund të rregullohet brenda një diapazoni shumë të gjerë (nga 50 kHz në më shumë se 1 MHz). Kjo bëhet duke instaluar një rezistencë tërheqëse në pinin special RT. Kur kunja RT është e varur në ajër, frekuenca e funksionimit është 200 kHz. Nëse dalja tërhiqet përmes një rezistence në tokë, atëherë frekuenca rritet në varësi të vlerës së rezistencës tërheqëse. Nëse RT tërhiqet në fuqi, frekuenca zvogëlohet. Shihni fletën e të dhënave për formulat.

Çfarë të mirash të tjera ka kjo gjë e vogël? Epo, ka një dalje POWER GOOD, ekziston një qark kufizues i rrymës së pikut. Me pak fjalë, mikruha është e zgjuar dhe interesante.

Qarku (variant me tension fiks në dalje)

Cili është ndryshimi midis një konverteri sinkron buck dhe një josinkron? Gjithçka është shumë e thjeshtë. Në një konvertues konvencional nga toka në FAZA ekziston një diodë Schottky, e cila hapet kur mbyllet transistori i sipërm. Pra, për të zvogëluar humbjet e energjisë, në konvertuesin sinkron në vend të kësaj diode është instaluar një tranzitor tjetër me efekt në terren (duhet ende një diodë Schottky, por pajisjet moderne me efekt në terren zakonisht kanë një të integruar).

Elementet:

L1, L2 - induktorë përkatësisht 10..15 µH dhe 1..3 µH. Spiralja L1 u mbështjellë në një unazë nga pllaka amë, dhe spiralja L2 thjesht u shq tërësisht nga atje dhe nuk u rikthye. L2, C5 është një filtër shtesë LC në dalje. Kjo ju lejon të zvogëloni ndjeshëm valën e tensionit të daljes dhe të përdorni kondensatorë me një vlerësim më të vogël dhe, në përputhje me rrethanat, madhësi në dalje. Praktika tregon se është më mirë të merren mbështjellje të plagosura jo me një tel, por me disa.

C1 - kondensator elektrolitik 220 uF x 16V për një dalje 5 volt ose 470 uF x 16V për një dalje 9,5 volt.

C2 - Kondensator qeramik 0,1 µF (filtri për furnizimin me energji të mikruhit, vendoseni sa më afër këmbëve të mikruhit)

C3 - Kondensator qeramik 0,1 µF (kondensator përforcues, pompohet me një tension më të lartë se furnizimi me energji elektrike për të kontrolluar drejtuesin e fushës)

C4, C5 - kondensatorë elektrolitikë 100 µF x 16V dhe 220 µF x 16V, përkatësisht (filtri i daljes)

C6, C7, C8 - kondensatorë qeramikë 8,2 nF; 2,2 nF; 0.1 µF, respektivisht (pajimet mikruhi, shikoni fletën e të dhënave për detaje)

C9 - Kondensator qeramik 0,1 µF (qark i butë i fillimit)

R1, R2 janë rezistorë ndarës të tensionit. Tensioni i referencës së krahasuesit të gabimeve për rastin tonë (kur VID0...VID4 janë të lidhur me tokëzimin) është 2,05 Volt. Në bazë të kësaj, formula për llogaritjen e tensionit të daljes në varësi të rezistencës së ndarësit është: Vout=2.05*(1+R1/R2). Në rastin tonë, për një dalje 5V marrim: R1=10 kOhm, R2=6.8 kOhm. Për një dalje prej 9.5V marrim R1=10 kOhm, R2=2.74 kOhm.

R3 është një rezistencë 2 kOhm. Kjo rezistencë është në qarkun kufizues të rrymës së pikut. Rryma e pikut llogaritet me formulën: Ipk=200μA*R3/RDS(ON), ku RDS(ON) është rezistenca e transistorit të sipërm në gjendje të hapur).

R4, R5, R6 - rezistorë 20 kOhm; 1.5 kOhm dhe 20 Ohm, përkatësisht (instalimet elektrike mikruhi, shikoni fletën e të dhënave për detaje).

D1 - diodë për qarkun e pompimit përforcues (do të bëjë, unë mora një diodë qelqi SMD nga pllaka amë)

T1, T2 - tranzistorë MOSFET në paketime mini D. Në parim, çdo MOSFET nga pllaka amë do të funksionojë, për shembull të njëjtat, por këto janë zgjedhur për shkak të dimensioneve minimale të rastit.

Nëse kunja RT tërhiqet në tokë përmes një rezistence 23 kOhm, atëherë frekuenca e funksionimit do të jetë 371 kHz.

Një version i pajisjes së përfunduar (jo i mbushur ende me ngjitës të shkrirë të nxehtë)

Konvertuesi që rezulton (me një frekuencë prej 371 kHz) me një tension hyrës prej 9,6 deri në 15 volt prodhon një dalje të qëndrueshme prej 5 ose 9,5 volt (në varësi të vlerës së rezistencës R2). Testet u kryen për ngarkesa deri në 3 Amper. Për një dalje prej 5 Volt, efikasiteti ishte rreth 85..90%, dhe për një dalje prej 9.5 Volt - rreth 90..95%. Ju mund të konvertoni rezistorët ndarës në çdo tension tjetër të daljes.

Kondensatorët elektrolitikë duhet të përkulen me kujdes drejt pllakës, bobinat duhet të vendosen horizontalisht, si rezultat e gjithë struktura do të jetë mjaft e sheshtë (më pak se 1 cm e trashë).

Pas prodhimit, e gjithë struktura mund të mbushet me zam të nxehtë, pas së cilës e gjithë gjëja do të duket si një bllok i hollë kompakt. Ju mund ta shkarkoni tabelën e qarkut të printuar (DipTrace 2.0) nga lidhja.

Ky shembull është rezultat i një "ri-dizajnimi" të dizajnit të diskutuar në seksionin 3.15.1, duke demonstruar një metodë për përfshirjen e ndreqësve sinkron në furnizimin me energji elektrike.

Gjatë projektimit të një furnizimi me energji komutuese sinkron, duhet të jeni shumë të kujdesshëm kur zgjidhni çipin e kontrollit. Për hir të maksimizimit të efikasitetit dhe minimizimit të hapësirës, ​​kontrolluesit sinkron mesatar i jepet shumë liri në funksionimin e sistemit, duke e bërë atë të përshtatshëm vetëm për aplikacionin e specifikuar nga shitësi i çipave. Shumë hollësi të funksionimit nuk mund të përcaktohen pa lexuar plotësisht specifikimet. Për shembull, sa herë që përpiqem të dizajnoj një konvertues sinkron dhe përpiqem të përdor IC-të jashtë raftit, më duhet të hedh tre ose katër modele. Kjo për faktin se kam hasur në mënyra të papritura funksionale që nuk mund të anashkalohen ose modifikohen për shkak të faktit se disa funksione nuk mund të dalin në asnjë nga kunjat. Eshtë e panevojshme të thuhet se pengesa të tilla lindin gjithmonë në rrugën e atyre që duan të bëjnë diçka tjetër përveçse thjesht të kopjojnë zgjidhje të vendosura mirë.

Qarku përfundimtar i konvertuesit në shqyrtim është paraqitur në Fig. 4.19.

Specifikimi i projektit

Gama e tensionit të hyrjes: 0-14 VDC. Tensioni i daljes: +5 VDC. Rryma e vlerësuar e daljes: 2 A. Kufiri i mbirrymës: 3 A.

Tensioni i valëzimit të daljes: +30 mV nga maja në majë. Paqëndrueshmëria e prodhimit: ± 1%. Temperatura maksimale e funksionimit: +40С°

Vlerësimet para-projektuese të "kutisë së zezë"

Fuqia dalëse: +5 V ■ 2 A = 10 W (maksimumi). Fuqia hyrëse: P out / efikasiteti i vlerësuar = 10 W / 0,9 = 11,1 W. Humbjet e ndërprerësit: (11.1 – 10) W 0.5 = 0.5 W. Humbja e diodës shtrënguese: (11.1 – 10) W ■ 0.5 = 0.5 W.

Rrymat mesatare të hyrjes

Hyrja e sinjalit të ulët: 11,1 W / 10 V = 1,11 A.

Hyrja e lartë: 11,1 W / 14 V = 0,8 A.

Rryma maksimale e vlerësuar: 1,4 / ou t(vlerësuar) = 1,4 ■ 2,0 A = 2,8 A.

Frekuenca e dëshiruar e funksionimit është 300 kHz.

Dizajni i induktorit (shih seksionin 3.5.5)

Kushtet më të këqija të funksionimit janë në tension të lartë në hyrje.

Këtu: ^ n(max) - tensioni maksimal i mundshëm i hyrjes; V oul - tensioni i daljes; / ou t(mm) - rrymë në ngarkesën më të ulët të pritur; / sw - frekuenca e funksionimit.

Induktori duhet të jetë një bërthamë unazore e montimit sipërfaqësor të një paneli montimi plastik me priza J. Ekzistojnë induktorë standardë të montimit në sipërfaqe nga shumë prodhues. Le të zgjedhim modelin D03340P-333 nga Coilcraft me një induktivitet prej 33 μH.

Përzgjedhja e transistorëve me efekt në terren të ndërprerësit dhe ndreqësit sinkron

Çelësi duhet të jetë një MOSFET i fuqishëm me një kanal të tipit n dhe bashkim transformator. Për të kursyer hapësirë ​​në tabelën e qarkut të printuar, ne do të përdorim një transistor MOS me dy kanale n në një paketë SO-8. Tensioni maksimal i hyrjes është 14 VDC, prandaj një tension F D ss prej +30 V ose më shumë është i pranueshëm. Rryma maksimale është 2.8 A.

Hapi i parë në procesin e përzgjedhjes është përcaktimi i rezistencës maksimale R DS (op) për MOSFET-et e kërkuara. Ne e gjejmë atë duke kontrolluar modelin e temperaturës (shih Shtojcën A):

Është gjithashtu e dëshirueshme që niveli i shpërndarjes së nxehtësisë për një pajisje të caktuar të mbahet në më pak se 1 W, kështu që vlerësimi R D S (on) duhet të jetë jo më pak se:

Ne zgjedhim një MOSFET me dy kanale n FDS6912A me një rezistencë përçueshmërie prej 28 mΩ në F G s = 10 V në një paketë SO-8.

Diodë sinkrone

Një diodë Schottky me një vlerësim prej rreth 30% të vlerësimit të vazhdueshëm të MOSFET sinkron duhet të lidhet paralelisht me diodën e brendshme të MOSFET. Kjo do të japë rreth 0,66 A në 30 V. Ne do të përdorim një diodë MBRS130. Me rrymë 0,66 A, kjo diodë prodhon një rënie të tensionit përpara prej 0,35 V.

Zgjedhje alternative

Fairchild Semiconductor, në kohën e këtij shkrimi, prodhon një diodë Schottky të integruar me një MOSFET, dhe kjo diodë paralele vendoset drejtpërdrejt në çipin e silikonit të transistorit (SyncFET).

SyncFET përmban një MOSFET n-kanalësh me një rezistencë prej 40 mOhm, të kombinuar me vetë SyncFET me një rezistencë prej 28 mOhm. Ky numër artikulli është FDS6982S.

Kondensatori i daljes (shih seksionin 3.6)

Kapaciteti i kondensatorit të daljes përcaktohet nga formula e mëposhtme:

"Shqetësimi" kryesor për kondensatorët hyrës dhe dalës është rryma e valëzimit që hyn në kondensator. Në këtë shembull, rryma e valëzimit është identike me rrymën e induktorit AC. Kufijtë maksimalë për rrymën e induktorit janë 2.8 A për / reaktor dhe rreth gjysma e rrymës maksimale të daljes, d.m.th. 1.0 A. Pra, rryma e valëzimit është 1.8 A (amplitudë e dyfishtë), ose vlera e vlerësuar e RMS është 0.6 A (rreth 1/3 valëzim me amplitudë të dyfishtë).

Le të përdorim një kondensator tantal për montim sipërfaqësor pasi zakonisht tregon vetëm 10-20% të ESR të kondensatorëve elektrolitikë. Përveç kësaj, ne do të zvogëlojmë emërtimet e kandidatëve me 30% në një temperaturë ambienti prej +85 C.

Kondensatorët më të mirë të përshtatshëm për qëllimet tona janë prodhuar nga AVX. Ata kanë ESR shumë të ulët dhe kështu mund të trajtojnë nivele shumë të larta të valëzimit të rrymës. Këta kondensatorë janë të jashtëzakonshëm. Le të përfshijmë paralelisht dy elementët e mëposhtëm:

Kondensatori i kompanisë AVX:

TPSE107M01R0150- 100 µF (20%), 10 V, 150 mOhm, 0,894 A™;

TPSE107M01R0125 - 100 µF (20%), 10 V, 125 mOhm, 0,980 A™.

Kondensatori Nichicon: F751A107MD - 100uF (20%), 10V, 120mOhm, 0,920 Amis-

Kondensatorët e filtrit të hyrjes (shih seksionet B.1 dhe B.2)

Ky kondensator merr një valë rryme të së njëjtës formë si çelësi: një valë trapezoidale me një rrymë fillestare prej rreth 1 A, që rritet në 2,8 A dhe me skaje shumë të pjerrëta. Kondensatori i filtrit të hyrjes funksionon në kushte shumë më të vështira se kondensatori i filtrit të daljes. Le të vlerësojmë vlerën RMS të një vale trapezoidale si një mbivendosje e dy formave: një valë drejtkëndore me një kulm prej 1 A dhe një valë trekëndore me një kulm prej 1,8 A. Kjo jep një vlerësim RMS prej 1,1 A.

Kapaciteti i kondensatorit të filtrit të hyrjes llogaritet duke përdorur formulën:

Në nivele më të larta të tensionit, kondensatorët kanë kapacitet më të ulët. Pra, do të duhej të ishin dy kondensatorë 100uF paralelisht. Kondensatorët e mëposhtëm AVX janë kandidatë për këtë rol:

TPS107M020R0085 - 100 µF (20%), 20 V, 85 mOhm, 1,534 A™;

TPS107M020R0200 - 100uF (20%), 20V, 200mOhm, 1.0A™.

Zgjedhja e një çipi kontrollues (W)

Karakteristikat e kërkuara të çipit të kontrolluesit buck:

1. Aftësia për të vepruar drejtpërdrejt nga tensioni i hyrjes.

2. Kufizimi i mbirrymës (amplitudë e dyfishtë).

3. Drejtues me stade të daljes push-tërheqëse bazuar në MOSFET.

4. Kontrolli i vonesës ndërmjet ndërprerësit dhe transistorëve MOS të ndreqësit sinkron.

Ka shumë pak kontrollues sinkron të uljes në treg që nuk janë projektuar për përdorim me mikroprocesor në stabilizimin lokal në tensione nga +5 në +1,8 V (d.m.th. V DD = +12 V dhe V në = +5 V). Ka gjithashtu IC që kanë mjaft funksionalitet të fiksuar që mund të përshtaten lehtësisht për t'iu përshtatur nevojave të aplikacionit tuaj. Unë hodha dy produkte nga dy kompani lider në Kaliforni (mos më vrisni me gurë) dhe gjeta vetëm një produkt që më përshtatej: UC3580-3 nga Unitrode/TI.

Tensioni i brendshëm i referencës i dhënë në amplifikatorin e gabimit është 2,5 V ± 2,5%.

Vendosja e frekuencës së funksionimit (R7, R8 dhe C8)

Rezistenca R8 ngarkon kondensatorin e kohës C8 dhe R7 e shkarkon atë. Së pari, duhet të përcaktohet cikli maksimal i punës së konvertuesit. Meqenëse voltazhi i daljes është rreth 50% e nivelit më të ulët të tensionit të hyrjes, ne zgjedhim një cikël pune maksimale prej 60%. Sipas specifikimeve marrim:

Maksimumi, cikli i punës = L8 / (L8 + 1,25 R7) ose L8 = 1,875 R7.

Koha e karikimit është 0,6/300 kHz ose maksimumi 2 µs. Fletët e të dhënave për kondensatorin e sinkronizimit tregojnë një vlerë prej 100 pF, e cila është mjaft e vogël që të mos shpërndajë shumë energji. Le të ndalemi në të. Kështu, rezistenca e R8 do të jetë e barabartë me:

R8 = 2,0 µs / 100 pF = 20 kOhm;

R1 = 20 kOhm / 1,875 = 10,66 kOhm (duke supozuar 12 kOhm).

Kufizues volt-sekond (R4 dhe C5)

Mikroqarku i zgjedhur zbaton një metodë të kufizimit të komunikimit të drejtpërdrejtë me kohëzgjatjen maksimale të pulsit. Me rritjen e tensionit të hyrjes, gjerësia e pritshme e impulsit të funksionimit në konvertuesin buck zvogëlohet. Oscilatori RC është i lidhur drejtpërdrejt me tensionin e hyrjes, dhe koha e tij është në përpjesëtim të kundërt me tensionin e hyrjes. Kohëzgjatja e skadimit është caktuar përafërsisht 30% më e gjatë se kohëzgjatja e pritur e pulsit të funksionimit. Nëse elementi i kalimit mbetet i përçueshëm ndërsa oshilatori i sekondës V është në një gjendje kohore, atëherë elementi i kalimit çaktivizohet.

Ne zgjedhim kondensatorin C5, gjithashtu me një kapacitet 100 pF, pasi frekuenca e tij e rrahjes është afërsisht e njëjtë me atë të oshilatorit. Kjo jep një rezistencë prej R4 prej afërsisht 47 kΩ.

Vendosja e kohës së vonesës ndërmjet MOSFET-ve

element feed-through dhe ndreqës sinkron

Do të ishte e mundur të llogariteshin vonesat e ndërrimit siç përshkruhet në seksionin 3.7.2, por në fazën e prototipit do t'ju duhet të rregulloni rezistencën e rezistencës së vendosjes së vonesës (R6). Për aplikimin tonë, një vlerë fillestare prej 100 ns është e përshtatshme. Vonesa tipike për kryerjen e një MOSFET është rreth 60 ns.

Çipi prodhon një vonesë asimetrike. Bazuar në grafikun në specifikim, një rezistencë prej 100 kOhm jep një vonesë të ndezjes së elementit të kalimit prej afërsisht 110 ns dhe një vonesë fikjeje prej 180 ns.

Gjatë fazës së prototipit, kjo vonesë mund të reduktohet. Vonesat e kësaj gjatësi bëjnë që diodat të përcjellin rrymë për një kohë të gjatë, duke rezultuar në humbje të tepërt.

Dizajni i transformatorit të kontrollit të portës (T1)

Transformatori i lëvizjes së portës është një transformator shumë i thjeshtë përpara me një raport rrotullimi 1:1. Ai nuk ka kërkesa të jashtëzakonshme pasi është një transformator me fuqi shumë të ulët të kombinuar AC (fluks bipolar) që funksionon në 300 kHz.

Ne zgjedhim një bërthamë unaze ferriti me një diametër prej rreth 10 mm, si K 5 T10x2.5×5 (B sat = 3300 Gauss) nga TDK ose 266T125-3D3 (B sat = 3800 Gauss) nga Philips.

Siç thuhet në seksionin 3.5.3, numri i kthesave për të siguruar një densitet të fluksit magnetik prej 1000 Gauss (0.1 Tesla), ose 0.3B sat, është:

Transformatori i ngasjes së portës do të ketë një mbështjellje bifilare, ku dy tela identikë (afërsisht #30 AWG) janë mbështjellë në të njëjtën kohë me kthesa të barabarta. Për lehtësi, transformatori do të montohet në një bazë montimi sipërfaqësor me katër terminale në formë krahu të pulëbardhave.

Rezistenca me sens të rrymës (R15) dhe ndarësi i rezistencës me sens

tension (R11 dhe R13)

Çipi siguron vetëm një kontakt udhëtimi me një prag aktivizimi prej të paktën 0.4 V. Le të prezantojmë një mënyrë "lemshje" të mbrojtjes nga mbirryma si një formë mbrojtjeje rezervë. Për të minimizuar madhësinë e rezistorit të sensit aktual, ne përdorim një nga variantet e qarkut të sensit të kufirit aktual. Këtu 0.35 V do të kontribuojë nga rezistenca ndarëse e rezistencës me sens të tensionit (R14). Atëherë rezistenca R15 do të jetë:

R\5 = 0,05 V / 3 A = 16,6 mOhm (duke supozuar 20 mOhm).

Rezistenca përkatëse nga Dale ka numrin WSL-2010-.02-05.

Shembull i një rryme të ndjeshme që rrjedh përmes një ndarësi të rezistencës së tensionit sens të barabartë me 1 mA. Kjo jep rezistencën totale të R13 dhe R14 të barabartë

R swn = 2,5 V / 1 mA = 2,5 kOhm.

Në këtë rast, R14 = 0,35 V / 1 mA = 350 Ohm (duke supozuar 360 Ohm); R13 = = 2,5 kOhm – 360 Ohm = 2,14 kOhm (ne pranojmë 2,15 kOhm me një tolerancë prej 1%).

Pastaj R11 = (5.0 - 2.5) V / 1 mA = 2.5 kOhm (ne pranojmë 2.49 kOhm me një tolerancë prej 1%).

Kompensimi i qarkut të reagimit të tensionit (shih Shtojcën B)

Ky është një konvertues përpara që funksionon në modalitetin e tensionit. Për të siguruar kohëzgjatjen optimale të proceseve kalimtare, do të përdorim metodën e dy poleve dhe dy “zerove” të kompensimit.

Përcaktimi i karakteristikave të "qarkut të kontrollit - daljes".

Një konvertues i kombinuar DC/DC ju lejon të merrni një tension të stabilizuar kur niveli i hyrjes mund të jetë ose më i ulët ose më i lartë se niveli i daljes. Artikulli përshkruan procesin e projektimit të një konverteri të tillë duke përdorur katër transistorë MOSFET dhe një kontrollues të prodhuar nga Texas Instruments.

Shumëllojshmëria e konvertuesve DC/DC të disponueshme sot demonstron rëndësinë e konvertimit të një tensioni hyrës me rreze të gjerë në një tension dalës të stabilizuar. Kjo detyrë është veçanërisht e rëndësishme nëse voltazhi i hyrjes ndryshon vazhdimisht dhe mund të jetë ose më i lartë ose më i ulët se tensioni i daljes. Metoda e konvertimit në këtë rast quhet konvertim i kombinuar. Përdoret në karikimin e baterive, ndriçimin LED dhe elektronikën e automobilave.

Le të shqyrtojmë aspektet e krijimit dhe zgjedhjes së qarqeve të kombinuara të konvertuesit, në veçanti, zgjedhjen e komponentëve dhe llogaritjen e humbjes së energjisë. Si përfundim, ne do të flasim shkurtimisht për paketën e softuerit, e cila ju lejon të thjeshtoni dhe shpejtoni procesin e hartimit të një qarku konvertues.

Funksionimi i një konverteri të kombinuar sinkron

Konvertuesi i kombinuar lejon stabilizimin e tensionit të daljes kur tensioni i hyrjes ndryshon brenda kufijve të mëdhenj. Figura 1 tregon një konvertues të kombinuar sinkron (jo invertues) me katër transistorë.

Avantazhi kryesor i një konverteri të kombinuar është aftësia për të arritur efikasitetin maksimal në mënyrat e konvertimit poshtë ose lart, pavarësisht nga niveli i tensionit të hyrjes dhe ngarkesa. Ky konvertues siguron një tension pozitiv në dalje. Ndryshe nga konverteri i ngjashëm përforcues me komutim (invertues), ai ka humbje më të ulëta të fuqisë dhe densitet më të madh të energjisë të shpërndarë në të gjithë vëllimin në krahasim me SEPIC (konvertuesi i induktivitetit me një fund), topologjitë fluturuese dhe kaskadë.

Katër MOSFET-et e fuqisë të paraqitur në Figurën 1 janë të rregulluar si krahët mbështetës dhe shtytës të një ure të plotë. Nyjet ndërruese të transistorëve SW1 dhe SW2 janë të lidhura përmes induktorit Lf. Procesi sinkron i konvertimit buck ose boost ndodh vetëm kur voltazhi i hyrjes është ose më i lartë ose më i ulët se tensioni i daljes. Transistori i sipërm MOSFET i anës së kundërt të pandërprerë shërben si transistor kalimi. Është e rëndësishme të theksohet se kur voltazhi i hyrjes i afrohet tensionit të daljes, krahu i aktivizuar ose krahu i rritjes arrin kufirin e synuar të ciklit të punës, duke shkaktuar një kalim në modalitetin e kombinuar të funksionimit. Mënyra e funksionimit duhet të ndryshojë pa probleme dhe në mënyrë autonome, pa ndryshime të papritura në konfigurimin e kontrollit.

Kontrolluesi LM5175 përdor një algoritëm unik të ndërrimit të modalitetit të kombinimit, ku këmba dhe këmbët e shtytjes ndërrohen me frekuencë të ulët në një mënyrë thuajse alternative, duke rezultuar në përfitime të konsiderueshme të efikasitetit dhe reduktimit të humbjeve. Metoda e kontrollit të konvertuesit në modalitetin e kufirit të rrymës në të gjithë gamën e tensionit të daljes, veçanërisht në pikën e kalimit nga modaliteti i rritjes në modalitetin buck (dhe anasjelltas), siguron një tranzicion të qetë. Gjithçka që kërkohet është që të instalohet një sensor i rrymës për të monitoruar rrymën që rrjedh nëpër induktor dhe transistorë. Shkalla e rritjes së rrymës në induktor varet nga diferenca midis VIN dhe VOUT. Një ndryshim i shpejtë në ndryshimin midis VIN dhe VOUT çon në një përgjigje kalimtare aperiodike, e cila sjell formimin e zhurmës së furnizimit me energji elektrike (PSR). Burimi i ndërhyrjes është faza e daljes së konvertuesit, në të cilën ndërrimi i shpejtë i transistorëve shkakton kalimtarë.

Diagrami i qarkut të një konverteri të kombinuar në modalitetin e kufizimit të rrymës

Figura 2 tregon qarkun e një konverteri të kombinuar sinkron me katër çelësa. Qarku përbëhet nga një fazë e energjisë (katër transistorë fuqie), një kontrollues PWM dhe një sensor rrymë. Kontrolluesi PWM mund të funksionojë në modulimin e frekuencës, i cili ju lejon të zgjeroni spektrin SSFM dhe të zvogëloni nivelin e ndërhyrjes elektromagnetike (EMI). Mbrojtja kundër nën/mbitensionit (UVLO) është e integruar në kristalin e kontrolluesit. Zinxhirët e kompensimit përfshihen në qarkun e reagimit.

Ky manual synon të përshpejtojë procesin e zhvillimit duke analizuar dhe dizajnuar një konvertues kombinimi me katër çelësa. Rekomandohet që të kaloni nga specifikimi i konvertuesit në përzgjedhjen e komponentëve në rishikimin e performancës (efikasiteti i shpërndarjes së energjisë dhe grafiku Bode), i ndjekur nga ridizajnimi nëse është e nevojshme. Duke marrë si bazë kontrolluesin LM5175 PWM, ne do të shqyrtojmë modelin hap pas hapi të një konverteri që funksionon në një frekuencë prej 400 kHz, i cili siguron një tension dalës prej 12 V / 6 A me një tension hyrës prej 6 ... 42 V.

Faza 1: Parametrat bazë

Figura 3 tregon fazën e parë. Në këtë fazë, zhvilluesi duhet të vendosë parametrat kryesorë të konvertuesit - diapazoni i tensionit të hyrjes, niveli i tensionit të daljes, rryma e ngarkesës dhe frekuenca e kalimit.

Faza 2: Mbytje filtri

Në këtë fazë, llogaritet induktanca e induktit La. Niveli i induktivitetit varet nga diapazoni i tensionit të hyrjes dhe niveli i kërkuar i rrymës së valëzimit (sharrë). Formula (1) përcakton nivelin e induktivitetit të kërkuar në pikat e valëzimit aktual prej 30% dhe 80%.

(1)

Performanca e një induktori karakterizohet nga tre parametra kryesorë: rezistenca DC (DCR), rryma e ngopjes (ISAT) dhe humbjet e bërthamës. Zakonisht mbytja bëhet në një bërthamë pluhuri hekuri të ngjeshur. Një bërthamë e tillë mund të funksionojë në frekuenca deri në 400 kHz. Avantazhi i tyre është se induktiviteti gradualisht zvogëlohet me rritjen e rrymës. Mbytje me një bërthamë ferriti kanë humbje më të ulëta, por ato nuk rekomandohen për përdorim, pasi në rrymën maksimale në fillim të ngopjes është e mundur një rënie e mprehtë e induktivitetit.

Faza 3: Sensori aktual

Sensori aktual mund të ndërtohet mbi bazën e një transformatori të rrymës, një sensor Hall ose një shunt konvencional rezistent. Në këtë rast, përshkruhet një sensor aktual i bazuar në një shunt rezistent. Niveli i rezistencës së sensorit llogaritet bazuar në parametrat e vlerës së pragut të tensionit të kontrolluesit dhe rrymës maksimale (sharrës) që rrjedh nëpër induktor. Formula (2), e paraqitur për LM5175, përcakton një prag prej 80 mV në pikën minimale në modalitetin e rritjes dhe 160 mV në pikën maksimale në modalitetin e rritjes. Fuqia e shuntit arrin maksimumin e saj në vlerën më të ulët të tensionit të hyrjes, kur faktori i rritjes arrin vlerën e tij maksimale. Përdorimi i rezistorëve të madhësive standarde 1225 dhe 2512 ju lejon të merrni një shunt me dimensione minimale.

(2)

Formula (3) ju lejon të llogaritni kapacitetin e kondensatorit Cslope. Ai përcakton kompensimin për pjerrësinë e rrymës së sharrës. Në modalitetin BUCK, një komponent kompensimi i shtohet shkallës së lëvizjes së rrymës së induktorit, duke shtuar informacion në lidhje me rritjen e shkallës së goditjes. Në modalitetin BOOST, komponenti i kompensimit ndryshon informacionin rreth shkallës së rritjes aktuale drejt një uljeje.

(3)

Fazat 4 dhe 5: Llogaritja e filtrit. Kondensatorët hyrës dhe dalës

Figura 4 tregon grafikët e karakteristikave të frekuencës fazore të konvertuesit. Këta grafikë janë ndërtuar në bazë të vlerave të kondensatorëve të filtrit dhe në të gjitha mënyrat e funksionimit të konvertuesit DC/DC.

Përdorimi i kondensatorëve qeramikë me tipe dielektrike X5R ose X7R lejon krijimin e pajisjeve me densitet të lartë ambalazhimi. Në disa raste, me kapacitetin e kërkuar të madh, është e mundur të përdoren dy lloje të komponentëve - lidhje paralele e kondensatorëve elektrikë dhe qeramikë. Dhe në pajisjet me densitet të lartë, përdorimi i kondensatorëve qeramikë me dielektrikë X5R dhe X7R bën të mundur uljen e kapacitetit të kondensatorit elektrik dhe, për rrjedhojë, madhësia e tij do të jetë më e vogël. Formula (4) tregon një vlerësim të përafërt të kapaciteteve duke marrë parasysh tensionin e pikut të valëzimit, por duke mos marrë parasysh rezistencën serike (ESR) të komponentit.

(4)

Duke ditur nivelin e kapacitetit dhe ESR, përmes llogaritjeve të kundërta marrim tensionet përkatëse të valëzimit të pikut:

(5)

Në modalitetin BUCK, rryma RMS përmes kondensatorit (dhe tensionit të valëzimit) arrin vlerën e saj maksimale në ciklin e punës 50%. Në modalitetin BOOST, rryma më e lartë e daljes RMS që rrjedh nëpër kondensator ndodh në ciklin maksimal të punës. Formulat për përcaktimin e rrymave rms janë si më poshtë:

(6)

Hapi 6: Llogaritja e fillimit të butë, frekuenca e gjeneratorit, niveli i bllokimit të energjisë UVLO

Kapaciteti i fillimit të butë përcaktohet nga formula e mëposhtme:

Llogaritja e kapacitetit të vendosjes për frekuencën e gjenerimit llogaritet duke përdorur formulën (8), ku Gd është koeficienti i përçueshmërisë i lidhur me kontrolluesin:

Llogaritja e ndarësit rezistent, i cili përcakton nivelin e mbrojtjes ndaj tensionit të ulët të furnizimit, llogaritet duke përdorur formulën (9), ku VUV(ON) është niveli i tensionit të krahasuesit të integruar UVLO (1.23 V - On, 0.79 V – Fikur):

(9)

Hapi 7: Llogaritja e qarkut të kompensimit të kundërtkomunikimet

Stabiliteti i konvertuesit përcaktohet nga përgjigja e frekuencës fazore (BODE).

Frekuenca që korrespondon me zero të funksionit të kompensimit përcaktohet nga llogaritja e RC dhe CC1, duke siguruar një rritje në diferencën e fazës. Poli i shkaktuar nga CC2 ndodhet afër zeros së funksionit të kondensatorit të daljes (ESR) ose gjysmës së frekuencës së ndërrimit nëse është nën zero. Ky shtyllë siguron reduktim të zhurmës dhe reduktim të valëzimit të daljes. Vlerat e elementeve të kompensimit llogariten duke përdorur formulën (10):

(10)

Për të rritur gjerësinë e brezit, duhet të rrisni rezistencën e rezistencës RC. Në këtë rast, është e nevojshme të rregulloni vlerën e CC1, pasi ky kondensator ndikon në nivelin e diferencës së fazës. Pa kompensim, konverteri ka një funksion zero në një frekuencë të barabartë me fRHPZ (0 dB). Zakonisht nuk ka kufi të mjaftueshëm fazor në një frekuencë të caktuar, gjë që mund të çojë në funksionim të paqëndrueshëm të konvertuesit. Situata bëhet edhe më e ndërlikuar, pasi kjo frekuencë përfshihet në gamën e funksionimit të konvertuesit në modalitetin BOOST. Për të përmirësuar funksionimin e konvertuesit në këtë mënyrë, futet kompensimi shtesë i frekuencës. Për të llogaritur zinxhirët kompensues, futet frekuenca fcross. Vlera e kryqëzuar zgjidhet të jetë afërsisht 50% më e ulët se fRHPZ. Ky korrigjim do t'ju lejojë të merrni një diferencë shtesë të fazës. Marrëdhënia e përshkruar shprehet me formulën (11):

(11)

Në modalitetin e kufizimit të rrymës (BOOST), frekuenca e kalimit të transistorëve gjithashtu mund të reduktohet në frekuencë të kryqëzuar, por ulja e Ku ​​dhe përmirësimi i përgjigjes së fazës (nën fcross) të amplifikatorit të gabimit për shkak të kompensimit bën të mundur uljen e gjasave të ngacmimit. të konvertuesit.

Hapi 8: Vlerësimi i Efikasitetit

Hapi 8, i paraqitur në Figurën 5, është një llogaritje e efikasitetit dhe shpërndarjes së fuqisë së elementeve të qarkut. Ne do t'i kushtojmë vëmendje të veçantë karakteristikave të transistorëve MOSFET: rezistencën e brendshme të kanalit RDS(ON), ngarkesën e portës, pjerrësinë karakteristike, tensionin e pragut të portës-drain. Ne gjithashtu do të shqyrtojmë parametrat e diodës së integruar: rënia e tensionit përpara në diodë, koha e shpërbërjes së ngarkimit.

Në modalitetin BOOST, niveli aktual në induktor është më i lartë se në modalitetin BUCK. Prandaj, transistorët MOSFET në anën e rritjes duhet të kenë një RDS(ON) më të ulët se transistorët në anën e zbritjes.

Duke përdorur formulat (12) dhe (13), llogariten humbjet statike dhe dinamike dhe humbjet e ngarkesës së portës:

(12)

(13)

Humbjet shtesë futen nga bërthama në induktor, rezistenca e mbështjelljes së induktorit në rrymë të vazhdueshme, "koha e vdekur" (koha kur të gjithë transistorët janë në gjendjen "OFF") dhe devijim matës. Nëse merren parasysh humbjet në tërësi, efikasiteti i një konverteri të kombinuar me katër transistorë dhe një tension dalës i stabilizuar prej 12 V arrin në 96%.

konkluzioni

Konvertuesit e kombinuar për aplikime industriale dhe automobilistike plotësojnë kërkesat e veçanta të energjisë. Për më tepër, avantazhet e një konverteri të kombinuar sinkron me katër çelësa përfshijnë lehtësinë e funksionimit, performancën e lartë, madhësinë kompakte dhe koston e ulët të komponentëve. Llogaritësi i softuerit të projektimit fillestar është një mjet i përshtatshëm për projektimin dhe llogaritjen e përshpejtuar të qarkut të konvertuesit.

Letërsia

1. Zgjidhje të gjera të konvertuesit të fuqisë VIN;
2. Format e valëve të automobilave me fiksim të ftohtë, ISO 7637-2:2011;
3. LM5175 mjet projektimi me nisje të shpejtë;
4. LM5175 kontrollues buck-boost;
5. LM5175EVM-HD 400 kHz me densitet të lartë të konvertuesit përforcues.

Mikroqarqet shiten në shumë 10 copë në momentin e blerjes kushtojnë 1.67, tani janë 1.71, por me shumë mundësi ka pasur një zbritje përmes aplikacionit celular.
Meqë ra fjala, sapo vura re sot që tani faqja e porosive të Aliut nuk shfaq kohën e mbetur deri në përfundimin e mbrojtjes së porosisë.

I dërguan mikroqarqet në një zarf të vogël të verdhë, brenda një qese të thjeshtë me mbyllje të parakohshme, sasia është e njëjtë me atë që është porositur.

Përshkrim i shkurtër në anglisht.
Shkurtimisht:
Tensioni i hyrjes - 4,5-23 volt
Tensioni i daljes - 0,925-20 volt
Rryma e daljes - deri në 3.5 Amper
Frekuenca e konvertimit është fikse 340 kHz.
Epo, dhe gjëra të ndryshme të dobishme në formën e mbrojtjes termike, mbirrymës, etj.

Por kur e ndeza, u përballa me dështim.
Konvertuesi filloi të funksionojë, por me një rrymë ngarkese prej 0.7 Ampere ai hyri në modalitetin e mbrojtjes dhe uli tensionin e daljes në pothuajse zero.
Për më tepër, voltazhi i daljes ishte pak më i ulët se ai i llogaritur. Epo, pas disa eksperimenteve, mikroqarku fillimisht prodhoi 6 volt në dalje, dhe më pas refuzoi të punonte plotësisht :(
E hoqa mikroqarkun me tharëse flokësh, bashkova një të re (duke përdorur tharëse flokësh), asgjë nuk funksionon, nuk ka tension në dalje, konsumi aktual është 90 mA.
Si rezultat, hoqa mikroqarkun e dytë dhe bashkova të tretën. Me të, voltazhi i daljes u bë ashtu siç ishte menduar dhe mikroqarku vazhdoi të funksiononte si duhet.
Fotografia e parë është mikroqarku i parë, e dyta është e treta.

Testi i parë, matja e konsumit aktual pa ngarkesë në dalje.
Nuk do të thosha se nuk mjafton, prisja që mikroqarku të konsumonte më pak.
23 mA në 10 volt dhe 28 mA në 20 volt

Procesi i testimit:
1. Rryma e daljes 1 Amper, tensioni i hyrjes 10-15-20 volt
2. Rryma e daljes 2 Amper, tensioni i hyrjes 10-15-20 volt
3. Rryma e daljes 3 Amper, tensioni i hyrjes 10-15-20 volt

Nuk do t'i tregoj të gjitha oshilogramet, do të tregoj vetëm modalitetin boshe dhe ngarkesën maksimale në hyrjen 20 volt.
Praktikisht nuk ka valëzim, madje kontrollova nëse ndarësi i sondës është vendosur në modalitetin 1:1.

Kontrollimi i tensionit minimal të hyrjes në rryma të ndryshme ngarkese, 1-2-3 Amper.
Tensioni i daljes është rreth 4.75 volt.

Gjithashtu i kushtova vëmendje mbrojtjes kundër qarqeve të shkurtra në dalje.
Mbrojtja funksionon mirë, por nuk kalon në modalitetin ciklik, por është në një mënyrë të ngjashme me modalitetin aktual të stabilizimit.

Por ka një problem të vogël me rrymën e daljes.
Me një rrymë ngarkese prej 3 Amper, mikroqarku fiket pas një kohe kur temperatura e kasës tejkalon. Nëse fryni pak në çip, gjithçka funksionon mirë.
Arsyeja ka shumë të ngjarë që nën çip duhet të ketë kalime në anën e dytë të tabelës, dhe vetë bordi duhet të ishte i dyanshëm. Kam përdorur një tabelë të hollë të njëanshme dhe thjesht nuk mund të përballonte shpërndarjen e nxehtësisë.

Por vetë mikroqarku mund të funksionojë me rryma ngarkese deri në 4.5 Amper, atëherë aktivizohet kufizimi i rrymës së daljes.
Natyrisht, mikroqarku mund të prodhojë një rrymë prej 4-4,5 Amper për një kohë të shkurtër, por megjithatë, kjo është e mirë.
Në foto, rryma hyrëse në dalje është 3.5-4-4.5 Amper.

Dhe sigurisht që do të kontrolloj efikasitetin.
Prodhuesi ofron grafikun e mëposhtëm për një tension daljeje prej 5 volt. Vërtetë, kontrollova tensionet 10-15-20 volt, dhe jo 12 dhe 23 si në fletën e të dhënave, por nuk mendoj se kjo është kritike.

Epo, çfarë mund të themi, nuk kam arritur kurrë efikasitetin e deklaruar, megjithëse sigurisht, me rryma të tilla dalëse, efikasiteti është relativisht i mirë.
Temperatura e mikroqarkut për rrymat prej 3 Amper është temperatura në të cilën funksionon mbrojtja termike.
Për më tepër, është qartë e dukshme se me një hyrje prej 10 volt, efikasiteti është qartë më i lartë se me 20.
Meqë ra fjala, pas eksperimenteve vendosa të tallesha edhe pak me mikroqarkun. Për ta bërë këtë, e ngroha plotësisht me tharëse flokësh dhe e shtypa fort në dërrasë me piskatore. Pas kësaj, funksionimi i mbrojtjes termike u bë dukshëm më pak i shpeshtë, por megjithatë nuk tërhoqi 3 Amper në 2.5;

Epo, çfarë mund të themi në fund?
pro
Çmimi
Mbrojtje me funksionimin e duhur kundër qarkut të shkurtër, mbingarkesës dhe mbinxehjes.
Kapacitet i mirë i mbingarkesës
Disponueshmëria e një fillimi të qetë.
Grumbullim shumë i ulët i tensionit të daljes.

Minuset
Efikasiteti është më i ulët se sa thuhet
Ekziston një situatë e paqartë me besueshmërinë kur instaloni mikroqarqe në një tabelë.

Mendimi im. Mikroqarku nuk i përmbushi pak shpresat e mia, pasi prisja më shumë. Edhe pse, natyrisht, nuk i respektova të gjitha kërkesat e prodhuesit dhe e bashkova çipin pa heqjen e nxehtësisë në anën e dytë të tabelës. Por megjithatë, unë u mërzita më shumë nga efikasiteti, megjithëse në intervalin 10-15 volt është më i lartë se ai i kopjeve të mëparshme, unë do të jap një krahasim të vogël në një rrymë prej 2 Amper.
Shikuar në të majtë, në të djathtë
10 volt - 89.7/86
15 Volt - 87.4/86.1
20 Volt - 84.9/86.1

Në përgjithësi, çfarë mund të themi Ju mund ta përdorni atë në rryma deri në 2.5 Amper, por në rryma deri në 2 Amper nuk keni nevojë as të lidhni ngrohësin? Por defekti me kopjen e parë është shumë konfuze, ende nuk mund ta kuptoj se çfarë ishte, madje u mërzita, jam mësuar me të, e kam montuar tashmë dhe funksionon :)
Nga rruga, në këtë drejtim, mikroqarqet me një fllanxhë janë shumë më të përshtatshëm, fllanxha nxehet, mikroqarku është i bashkuar, por me atë në shqyrtim një operacion i tillë është shumë i papërshtatshëm.

Shpresoj që informacioni të jetë i dobishëm, duket se ju thashë gjithçka që munda, dhe si gjithmonë, mirëpres pyetjet dhe sugjerimet në komente.